②．２段増幅にすることで入出力間を同相（非反転）アンプにしました。
③．各増幅段はエミッターまたはソースに抵抗を入れて、この抵抗とドレインまたはコレクターにつける抵抗の比率で利得が決まりやすくしました。
④．初段はＤＣ入力が可能なようにローノイズのＪ－ＦＥＴを使いました。
⑤．ＭＭ－ＥＱは仕上り利得が過剰になりやすいので初段の次にＡＴＴを入れて減衰させ、利得を調整しながら後段へ向けて電圧のシフトが出来るようにしました。
⑥．ＡＴＴを高インピーダンスで受けながら後段へつなぐためにエミッタ―フォロアー（以下、エミホロ）を入れました。
⑦．後段は高ｈｆｅでローノイズのＴＲを使い、同時にＤレンジを確保するために電流は多めにしました。
⑧．当然のことですが、ＲＩＡＡ曲線を得る為のイコライザーはＮＦＢではなく負荷です。
⑨．出力はコンプリメンタリーＴＲのエミホロにして低インピーダンスで出力しました。
⑩．ブロックダイヤには書きませんでしたが、直流域が高利得なのでＤＣサーボをかけました。
☆.増幅部回路図
次にＬ－ＣＨの回路図を掲載します。
上図でＴＲ０１、０３が初段で電流は約０．５ｍＡです。部品番号は奇数がＬ－ＣＨ、偶数がＲ－ＣＨです。Ｒ－ＣＨは省略。
①．使用ＦＥＴ、２ＳＫ１７０、２ＳＪ７４は超低雑音ですが、Ｖランクが必要です。
理由は２０ｋＨｚのＤレンジが初段で決まってしまうため、次善の策として電流値の大きいＶランクを使って少しでも大きくしました。
Ｖランクの入手は困難ですが、必要です。
②．Ｒ１３～２７がＡＴＴプラス電圧シフトです。
③．ＴＲ０５、０７がエミホロで、電流は約２．３ｍＡです。
④．ＴＲ０９、１１が後段で電流は約１２．５ｍＡです。
⑤．Ｄ０１、０３は次のコンプリメンタリーエミホロのバイアス用です。
⑥．Ｒ３７～４１、Ｃ１１～２１はＲＩＡＡ負荷です。低域で無負荷利得と負荷利得の差が少ないので素子数が多くなりました。（データ後出）
⑦．ＴＲ１３、１５はコンプリメンタリーのエミホロで、Ｒ４３、４５で電流を約２．５ｍＡに設定しました。
⑧．当回路ではプラスとマイナスの電源ラインの途中には、例えば初段だけさらなるリップル改善用のＲＣフィルターを入れると言うことが出来ません。
⑨．ＩＣ０１はＤＣサーボです。この回路はオペアンプ１回路で同相のＮＦＢがかけられるもので、筆者の常用です。
※．この回路は筆者の発明ではないので、事業化する場合は知的財産所有権に注意する必要があります。
☆.増幅部のプリント基板
実験用のユニバーサル基板（ＡＴ－１Ｓ）を用いましたが、検討を重ねるうちに回路がふくらみ、部品を斜めに置いたり、抵抗を折り曲げて昔のＥＬＲ型のようにしたり、最後は基板を継ぎ足したりしました。
決して推奨出来るものではありませんが、参考のため部品面から見た設計用の図面（透視図）を掲載します。
次に増幅基板の部品面の写真を掲載します。
次に同基板の銅箔面を掲載します。
☆.電源部回路図
次に電源部の回路図を掲載します。
今のところ手持ちの小さなトランスを使った為、上図に示すように±１２Ｖしか出せません。
前記増幅部回路図のところで述べたように初段専用の追加のリップルフィルターを置くことが出来ない為、上図の範囲で厳重にリップルを取らなければなりません。
この為、整流直後の電解コンがことさらに大容量です。また、ＴＲをダーリントン接続にしてツェナーによるフィルターとＲＣによるフィルターでリップルを十分に落としました。
ＭＯＳＦＥＴを使う方法もあろうかと思いますが、トランスの電圧が低いので使えませんでした。
☆．電源部のプリント基板
次に電源部のプリント基板設計用の部品面図（透視図）を掲載します。
Ｃ０１、Ｃ０２は２２００μＦと４７００μＦのどちらでも入る設計をしました。
次に電源基板の部品面の写真を掲載します。
次に電源基板の銅箔面の写真を掲載します。
☆．測定データ
次に利得Ｆ特の特性を掲載します。
次にＲＩＡＡ偏差の特性掲載します。
上図で１５０Ｈｚ付近が０．２ｄＢほど上がっているのは筆者の好みの音質にする為のものです。
１０～２０Ｈｚ付近のうねりは低域で無負荷と負荷の利得差が少な過ぎるために追加したＲ４１、Ｃ１９、Ｃ２１によるものです。
次に２０Ｈｚの歪率特性を掲載します。
次に１ｋＨｚの歪率特性を掲載します。
次に２０ｋＨｚの歪率特性を掲載します。
ＮＦＢをかけていないので、どの周波数もＮＦＢ型に比べれば見劣りすると思います。
また、ＮＦＢ型の回路では後段で飽和に達するのですが、２０ｋＨｚは後段の利得が低くなるので後段より先に初段の出力点で飽和に達してしまいます。
その結果、２０ｋＨｚのダイナミックレンジが狭い。
このため次善の策としてＴＲ０１、０３をＩＤＳＳの大きいＶランクにしたのですが、それでも１ｋＨｚより４０～５０％低い。
ただ、実使用上ではこの周波数が基音ということはほとんどなく、高調波ということで振幅は小さく、問題はないようです。
入力換算ノイズレベルはＡカーブフィルターを付けた状態で－１１９ｄＢＶです。
筆者が作った真空管式のＭＭ－ＥＱのノイズレベルより４～５ｄＢ劣ります。
１ｋＨｚのダイナミックレンジは入力電圧で８０ｍＶです。電源電圧を上げれば１００ｍＶには出来ると思います。
☆．試聴結果
２０２１年１月、研究テーマ１１＆１２の真空管ＯＴＬプリメインアンプと接続して江川工房のミニ試聴会で聴いて頂いた結果、非常に好音質との評価を頂きました。これは予想以上でした。
☆．最後に
今回作ったものはデータとしては完成度が高いとは言い難いものです。
ダイナミックレンジが狭く、ノイズが多いからで、歪率は問題ないと思っています。
この為、ＰＤＦファイルは作成しないことにしました。
また、ＭＭ－ＥＱはＭＣダイレクトＥＱが出来てしまうと最終的には不必要かも知れません。
でも、ＭＭファンのために改良して残すべきかも知れませんので、後日再検討するかも知れません。
以上
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