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☆．ブロック図
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概論ではダイオード役のＭＯＳＦＥＴとスイッチ役のＭＯＳＦＥＴだけを書きましたが、ここには３種類の検出回路が書かれています。
１．極性検出回路
ここではＡＣの正の半サイクルと負の半サイクルを検出して、回路の一番最後でＡＣの極性によって上段と下段のどちらかを出力する為の切替信号を作ります。
２．整流電流検出回路
ここでは整流回路を同期整流する為に整流電流を検出して整流用のＭＯＳＦＥＴをＯＮする信号を作ります。
また、出来た信号は充放電切替回路で充電時に導通するＭＯＳＦＥＴをＯＮする信号にもなります。
３．放電電流検出回路
ここでは充放電切替回路で放電時に導通するＭＯＳＦＥＴをＯＮする信号を作ります。
また、出来た信号は出力切替回路中の逆流防止ダイオードの役目をするＭＯＳＦＥＴをＯＮする信号にもなります。
☆．回路図
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では、部分回路を順に説明する部分説明図に入ろうと思います。
上の全体回路図から一部を抜き取っていますので、よろしく対照して下さい。
但し、基幹回路だけにしようと思います。
１．正弦波同期整流の整流電流検出アンプと入力ＡＣ１００Ｖの正の半サイクルと負の半サイクルを検出する極性検出回路。
回路図中にある少し大きめの黒点は概論の原理図と同じ意味です。
入力のＡＣ１００Ｖが正の半サイクルの時に導通したり、正の半サイクルの時に出力をしたりしている事を示しています。
ＩＣ９１３オペアンプの１～３番端子側は次の部分回路図で出て来る同期整流の検出電流のアンプです。
同期整流の動作については次で説明します。
オペアンプの５～７番端子側がＡＣ１００Ｖの極性検出用です。
ＩＣ９１３は正の半サイクル検出アンプ、ＩＣ９１４は負の半サイクル検出アンプです。
☆．ショットニー回路ではトランスを用いない方法でＡＣ電源の極性を判別しなければなりません。
いや、アースフロートの独立電源を作る為に普通のトランスを用いる方法もあるので、そこから取る方法もあると思われ勝ちですが、実はトランスは直流を伝達しないので、例えばプラスとマイナスの波形が非対称だとゼロクロスが一致しないのです。
ただ、電源とはアースを分離しなければならないので、フォトカプラによる方法を採用しました。
さて、ＡＣ１００Ｖが仮に５Ｖの時にＬＥＤが点灯し始めるようにしようとして、その電流を１．５ｍＡとすればＬＥＤへの直列抵抗は約３．３ｋΩとなります。
しかし、この抵抗の消費電力はＡＣ１００Ｖが印加されるのとほぼ同じですから、約３Ｗとなります。
また、ＬＥＤへの電流は実効値としては約３０ｍＡとなり、最大定格５０ｍＡの１／２を越える大きな電流です。
☆．定電流ダイオード
そこで定電流ダイオードを採用する事にしました。
Ｄ９１１～Ｄ９１４です。
使用したのは電流値が４．５ｍＡのもの（Ｅ４５２）です。これなら消費電力は０．４５Ｗ程度です。
実際の電流値は１００Ｖ時には３ｍＡ程度のようですが、正負いずれかの半サイクルの時に電力を大きく消費するので、許容損失３００ｍＷには余裕を持って入っています。
なお、耐圧は１００Ｖなので、片方向２直列になります。
本来は分流抵抗を入れて最大印加電圧を均等にして限界耐圧を避けるべきなのですが、精度を必要としないので省略しました。
さて、定電流ダイオードとはセミテック(株)、旧石塚電子(株)の製品でツェナーダイオードに不純物制御をしてわざと漏洩電流を増大化させたものです。
定電流ダイオードについては下を参照してください。
http://www.semitec.co.jp/products/led_device/index.html#crd
回路図記号はこの会社が決めたものです。
ただ、逆向きは普通のシリコンダイオードなので回路図の見方と実動作に注意が必要です。
☆．定電流ダイオードとフォトカプラを組み合わせ、さらに接続されたオペアンプによりＡＣ１００Ｖのゼロクロスを検出し、出力切替用の信号を得ています。
ではここでＡＣの極性検出出力のオシロ波形を掲載します。
黄色はフォトカプラ端子間電圧波形、青色は極性検出出力を示します。
先ず、正の半サイクル検出出力の立ち上がりと立ち下がりです。
青色がゼロクロスより３０μＳ早く上がり、８０μＳ遅く下がっています。
次は負の半サイクル検出出力の立ち下がりと立ち上がりです。
青色がゼロクロスより８０μＳ遅く下がって、４０μＳ早く上がっています。
２つの波形からオーバーラップタイムは１１０～１２０μＳで、単純構成で安価なフォトカプラのターンＯＦＦ遅延の影響が出て、ＯＮとＯＦＦが非対称でしかも立ち上がりにバラツキが出ている事が分かります。
しかし、これで差し支えはないものと思います。
２．次は正弦波同期整流回路の一部分です。
この部分は研究テーマ・１およびトランジスタ技術２０１１年８月号に掲載したものに良く似た正弦波同期整流回路です。
正弦波同期整流は整流電流が流れている時だけＭＯＳＦＥＴをＯＮします。
この為、整流電流をＲ９３２の１０ｍΩと言う微少抵抗で検出し、前の図のＩＣ９１３で４０ｄＢ増幅してＭＯＳＦＥＴドライバを経由してＭＯＳＦＥＴのゲートをドライブします。
増幅は反転増幅です。
微少抵抗に流れる電流の向きからプラス出力を得るためです。
この方法で出力が１００～１５０Ｗあたりから同期整流となります。
それ以下の出力では同期整流にならず、普通のダイオード整流と同じです。
効率を上げる、整流器の温度を下げると言う目的からすれば、小出力では同期整流になる必要はないと思います。
研究テーマ・１およびトラ技では、正弦波同期整流は電流検出を整流器の入力側でするのをＦＦ型、電流検出を整流器の出力側でするのをＦＢ型と称しました。
この回路ではＦＢ型を採用しました。
ＦＢ型ですが、ＭＯＳＦＥＴドライバはＤ級アンプ用のドライバではなく、ＭＯＳＦＥＴをドライブできるフォトカプラです。
その理由ですが、この回路はアースが２本であり、アースラインの異なる信号でＭＯＳＦＥＴをドライブする箇所があるからです。
☆．ブートストラップ
この説明には次の図を使います。
分かりやすくする為にＴｒ９２２をスイッチにしました。
さて、ＭＯＳＦＥＴドライバＩＣ９２１の電源電圧１２ＶはＤ９２１を通して供給されます。
ＩＣ９２２はごく普通にＲ９２２を通して１２Ｖが供給されます。
Ｄ９２１のアノードはＲ９２２の左端とつながっており、ここに電源から１２Ｖが供給されています。
このような電源供給のやり方をブートストラップと言い、ＩＣ９２１の電源電圧はこのＩＣの５番端子の電圧がゼロＶと約１４０Ｖの間を往復するにもかかわらず、８番端子と５番端子の間は常に約１２Ｖです。
別の言い方をすれば８番端子はアースラインに対し１２Ｖと１４０Ｖ＋１２Ｖ＝１５２Ｖの間を往復しています。
これはスイッチに書き替えたＴｒ９２２がＯＮした時にＤ９２１とＴｒ９２２を通してＣ９２１が充電され、その後Ｔｒ９２２がＯＦＦしてもＣ９２１のチャージがある間はＤ９２１が逆方向なのでチャージが逃げず、８番端子と５番端子の間の電圧が維持されるのです。
このため、見方によっては１４０Ｖ＋１２Ｖ＝１５２Ｖに見えたりするのです。
同様の方法は他の部分でも採用しています。
この方法を多用する事で、アースフロートのドライブ電源の数を少なくしています。
３．次は充放電切替回路です。
ここは中段のＴｒ９４２は充電時にＯＮ、上段下段のＴｒ９４１とＴｒ９４３は放電時にＯＮすると言う事で、直列充電 並列放電を実行するところです。
充電時にＴｒ９４２をＯＮするタイミングは同期整流のＴｒ９２２、Ｔｒ９２３と同じタイミングです。
放電時にＯＮさせるＴｒ９４１とＴｒ９４３は、Ｔｒ９４３に電流が流れた時だけＯＮすると言う事でＦＢ型正弦波同期整流と同じ方法です。
ただし、いずれも出力が１５０Ｗ程度から下では検出出力が小さいため、ＭＯＳＦＥＴをＯＮするには至らず、ボディダイオードとして動作します。
☆．ここで充放電切替回路で放電時に導通になるＭＯＳＦＥＴ、Ｔｒ９４１とＴｒ９４３をＯＮさせる信号の内の上段の分を掲載します。
掲載する波形は合成で、黄色がＡＣゼロクロスで青色が上段回路の放電電流検出出力です。
放電電流検出出力は約４００Ｗ出力時のものです。
放電電流検出出力の立ち上がりは黄色のＡＣのゼロクロスより３０μＳ早く、立ち下がりもゼロクロスより３０μＳ早いです。
立ち上がりは極性検出出力とほゞ同じタイミング、立ち下がりは下段の立ち上がりとほゞ同じタイミングです。
極性検出出力とは異なるタイミングである事が分かります。
４．次は出力切替回路です。
この図のＴｒ９６１、Ｔｒ９６３、Ｔｒ９６４及びＴｒ９６５が正の半サイクルで同時にＯＮします。
ただし、Ｔｒ９６４だけは充放電切替回路のＴｒ９４３に放電電流が流れている時にＯＮします。
これはＴｒ９６４が逆流防止と感電防止のダイオードをＭＯＳＦＥＴ化したものであるためです。
上段と中段のＴｒ９６３とＴｒ９６４はプラスラインのスイッチで、下段のＴｒ９６１とＴｒ９６５がアースラインのスイッチです。
Ｔｒ９６１も逆流防止と感電防止用ですが、逆流防止はＴｒ９６４でまかなっているので、ドライバを独立させませんでした。
そして、正の半サイクル時の出力がＯＵＴ６５ＶとＥと書いてある出力端子の間に出て来ます。
☆．出力は上に図示した正の半サイクルの出力と図示しない負の半サイクルの出力が交互に出力します。
次にこの出力のＤＣ波形とリップル波形を図示します。
この図は約３０Ｗを出力している時の波形で、黄色がＤＣ出力、青色が拡大したリップル波形です。
以上
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