☆．このページは詳論です。
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１．ブロック図
☆．ブロック図はＦＦ型とＦＢ型の２つがありますが、先ずＦＦ型からです。
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☆．次はＦＢ型です
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２つのブロック図の違いは左側の正弦波同期整流の部分だけです。
大まかな動作は下記です。
１．ＡＣ１００Ｖ正弦波をＦＦ型またはＦＢ型の正弦波同期整流回路で高効率に整流平滑してＤＣ約１３５Ｖの直流を得ます。
２．スイッチング回路によってデッドタイム付きのプッシュプル方形波を作りパルストランスを２１ｋＨｚで交流駆動します。
３．パルストランスで電圧を変化させた２１ｋＨｚの方形波の交流を同期整流して直流にします。
２．回路図
☆．ＦＦ型
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☆．ＦＢ型
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３．回路説明
☆．２次側方形波の同期整流
１次２次と言う言葉の順序から言えば１次が先なのですが、方形波同期整流の方が皆様にもなじみがあると思うので、こちらを先に述べる事にします。
最近は方形波の同期整流はすでに標準回路化しているようですし、専用のＩＣもたくさん登場しているようですが、今回は従来から標準的に使われているブリッジ整流をＭＯＳＥＴのボディーダイオードに置き替え、これの導通時間の大部分をＭＯＳＦＥＴ－ＯＮにしようと考えました。
この方法によれば同期整流の為に特別な整流理論を考える必要はなく、ブリッジ整流と言う従来からの整流回路にドライブ回路を附加する事により、整流器で消費していた電力をほとんどなくして効率が向上し、温度が低下する筈です。
さて、方形波を整流する場合は波形のトップは平坦ですから、その期間のほとんど全てに於いて整流電流が流れていると考えられます。
仮に波形平坦期間の中に電流が流れていない期間があって、その時ＭＯＳＦＥＴがＯＮ状態であってもＭＯＳＦＥＴの両側の電圧は同じですから差し支えはない訳です。
これが、同期整流の教科書的なものに出てくる２次巻線を延長巻きしたり、３次巻線で同期整流用のＭＯＳＦＥＴをドライブする方法です。
先ず半波同期整流回路と普通のブリッジ整流回路を図示します。
次に図－１の方法を図－２に展開したブリッジ整流の同期整流回路を図示します。
普通は図－３の方法では実用的でないと考え、ＭＯＳＦＥＴを減らす方法を考えるのでしょう。
しかし、それでは整流器の温度は下がっても全体の効率が上がるかどうか疑問です。同期整流であると言うだけでは意味がありません。
そこで多数の巻線を巻かなくて済む方法として冒頭のブロック図や回路図の方法を考えました。
☆．具体的な方法
先ず、トランスのサブ巻線ではドライブ用の電源だけを作る事とし、両方の回路図中のＤ９８５～９８７、Ｒ９８９～９９０、およびこれを受けるＣ９８１～９８４によって１つの巻線から４つの電源を形成してＭＯＳＦＥＴのドライブ電源としました。
この方法の内、Ｄ９８５とＤ９８６によってＩＣ９８１とＩＣ９８２の電源を作る方法はブートストラップです。ブートストラップによる電源の作り方はＤ級アンプのドライブ電源と同じです。
ブートストラップの動作原理については研究テーマ２の詳論で述べていますので、参照してください。
☆．アースの分離
ＡＣ１００Ｖを整流平滑した直流から電圧変換をするのは方形波発生回路、ドライブ回路とパルストランスを用いたスイッチング回路で、これらのアースは全て１次側です。
そして、トランスの２次側とは一般的にアースを分離します。
方形波発生回路は１次側なので、光結合によって２次側のＭＯＳＦＥＴドライバに接続するのが有利です。
光素子としては高速でＭＯＳＦＥＴドライブ能力があるＴＬＰ２５０（東芝）を採用しました。
☆．同期整流ゲートドライブのタイミング
ゲートドライブの方形波はトランスの１次側のＭＯＳＦＥＴをドライブする方形波から作ります。
そして、１次側のＭＯＳＦＥＴがＯＮした後に２次側のＭＯＳＦＥＴがＯＮし、１次側のＭＯＳＦＥＴがＯＦＦするより前に２次側のＭＯＳＦＥＴをＯＦＦする、つまり、整流開始時と整流終了時はダイオードの状態であるのが良いと考えました。
この様子を次のオシロ画面で示します。
画面の上段は２次側ＭＯＳＦＥＴのゲート、下段は１次側ＭＯＳＦＥＴのゲートです。
画面の左右両端に横軸を１μＳに拡大した立ち上がり部と立ち下り部を入れました。
ＴＬＰ２５０には遅延時間があるので同期整流開始はタイミング調整をしなくても自動的にトランス出力よりゲートの方が遅くなります。（０．１μＳ）
また同期整流終了はＴＬＰ２５０の遅延も見込んで先に終了させます。（０．６μＳ）
このタイミング調整を回路図中のＤ９５１、Ｄ９５２のカソード側のＲ９５１、Ｒ９５２、Ｃ９５１、Ｃ９５２によって行っています。
☆．デッドタイム
上記の付加によって１次側のデッドタイムも変動しますので、周辺定数は総合的に検討して決定しました。
最終的には回路図記載の定数でデッドタイムは１．５μＳとなっていて、トランスの励磁方向を反転する時の限界である０．９μＳに対して０．６μＳの余裕をみる事としました。
この様子を次のオシロ画面で示します。
上段もＯＦＦ、下段もＯＦＦという時間が１．５μＳあります。
実は、デッドタイムは少なければ少ないほど効率としては高いのです。
これは効率向上の為には注意する必要があります。
トランスの駆動方式をシングルつまり励磁ＯＮ 励磁ＯＦＦとするより、プッシュプルつまりプラス励磁 マイナス励磁とする方が効率が高い事は知られています。
ですからプッシュプルにしたのですが、方形波の場合はどうしても反転時にプッシュとプルが共にＯＦＦの時間、つまりデッドタイムが必要となります。
そこで、その限界を求め、それに安全余裕を加えました。
さらに、デッドタイムを１サイクル中のパーセントとして低くするためには駆動周波数を下げるのが良い、ただし、コアと巻き数を勘案して、となります。
その結果として駆動周波数を可聴周波数よりやや高い２１ｋＨｚにしました。
発振回路用のＩＣは４９４ファミリーの中でデッドタイムを小さく出来るＮＥＣのμＰＣ４９４Ｃを採用しました。
☆．１次側ＡＣ１００Ｖの同期整流
方形波電源では前記したような固定的なタイミング設定で同期整流が出来ましたが、ＡＣ１００Ｖでは使えないのです。
理由は正弦波の場合、通過電力によって整流器の導通角が変わるからです。
また、波形平坦の瞬間はありませんから、導通している時間以外はＯＦＦでなければなりません。
つまり、正弦波の同期整流では導通角と導通タイミングに追従して整流用ＭＯＳＦＥＴのＯＮ時間とタイミングを変化させる必要があります。
☆．整流電流検出と増幅
そこで方法としては整流器であるＭＯＳＦＥＴの通過電流を検出して、ある程度以上の電流が流れている間だけＭＯＳＦＥＴをＯＮすれば良い筈と考えました。
同時に、小電流では必ずしも同期整流である必要はないと考えました。
電流を検出する方法は検流器などの電流検出素子を使う方法もありますが、電流波形は単純な交流正弦波ではありませんし、回路構成によっては片方向の電流しかない事もあります。
そこで、今回は線路に１０ｍΩを入れ、この両端に発生する電圧を増幅する方法としました。
もちろん、これによる効率低下もありますが、１００Ｖ１０００Ｗ中の１０ｍΩは０．１％の効率低下（１Ｗ）にとどまるものと言えます。
ただし、仮に最大出力（１０００Ｗ）の1／１０出力（１００Ｗ）程度から同期整流化しようとすれば、検出電圧は正弦波であれば実効値でわずかに１０ｍＶｒｍｓですから４０ｄＢ増幅しないと１Ｖｒｍｓにならない訳です。
実際の電流波形は正弦波より尖った波形で、４０ｄＢ増幅でアンプ出力のピーク値は５Ｖ前後となり、１００～１５０Ｗあたりから同期整流になりました。
しかし、今度は大電流の問題があります。
大電流では過大な電圧、例えば１０００Ｗでは理想アンプならアンプからピーク値約５０Ｖが出力する筈のところ、実際のアンプでは１０～１５Ｖで飽和する事になります。
従って出力波形が飽和した後で下がってしまうような事がなく、ゼロが踊らないアンプである必要があります。
この為、アンプには５５３２と言うオペアンプを採用しました。
また、電流を検出する方法としては整流器の入力側で検出する方法と、整流器の出力側の脈流のところで検出する方法が考えられます。
名称としては整流器の入力側で検出する方法をＦＦ(Feed Forword、前に送る)型、出力側で検出する方法をＦＢ(Feed Back後ろに送るつまり前に戻す)型としました。
☆．ＦＦ型
ＦＦ型では電流検出とアンプがＡＣ１００Ｖの一方のライン上の１点を基準点として動作します。
この１点の入力側に検出抵抗１０ｍΩを入れて電流を検出し、この１点の上にアンプとアンプ用の独立電源を置きます。
検出出力とアンプ出力は交流出力ですが、ソース電位やタイミングの異なる４つのＭＯＳＦＥＴをドライブする為に光結合としました。
つまり、２次側と同じＴＬＰ２５０の採用です。
そして、ＴＬＰ２５０のＭＯＳＦＥＴドライブ側の電源の作り方は２次側と同じブートストラップです。
ブートストラップ用の元の電源はコンバータ回路をドライブするための電源を用いました。
☆．ＦＢ型
ＦＢ型では電流検出とアンプは整流器であるＭＯＳＦＥＴの出力側、脈流出力のマイナス側に入れました。
従って基準点も直流出力のマイナス側です。
プラス側で検出する事も可能ですが、今回は省略しました。
ブリッジ整流ですから電流検出は両方向の電流を検出する為に２つ必要で、各々がタイミングの異なる出力をします。
これをＦＦ型と同様に４０ｄＢ増幅しますが、電流検出が２つなのでアンプも２つです。
基準点を脈流出力のマイナス側にしたので光結合の必要はなく、Ｄ級アンプ用のドライバでＭＯＳＦＥＴをドライブ出来ます。
ドライブ電源の作り方もＤ級アンプと同じブートストラップです。
☆．次はＦＦ型とＦＢ型の１００Ｗ時の検出アンプ出力波形です。
各画面の黄色の大きな正弦波はＡＣ１００Ｖです。
☆．ＦＦ型
☆．ＦＢ型
ＦＦ型では１００Ｗで既に同期整流が始まっているようですが、ＦＢ型では始まっていないようです。
ＦＦ型の波形がとがっているのがそれを示しています。
☆．次は１０００Ｗ時のアンプ出力とＡＣ１００Ｖの波形です。
☆．ＦＦ型
☆．ＦＢ型
☆．その次にＦＦ型の１００Ｗ時と１０００Ｗ時のゲートドライブ波形とＡＣ波形を示します。ＦＢ型は省略。
☆．１００Ｗ時
☆．１０００Ｗ時
１００Ｗ時と１０００Ｗ時を比較すると、ゲートパルスの幅が大きく変化していて、導通角の変化に対応している事が分かります。
また、ＡＣ１００Ｖ波形に載ったゲートパルスは回路図のＴｒ９１１のゲート波形です。
０～１２Ｖ程度のゲートパルスがブートストラップによってＡＣ１００Ｖのトップ電圧の上に持ち上げられた事を示しています。
☆．最後に
ここで発表した回路を個人的に利用する事は差し支えありませんが、事業に採用する場合は筆者と契約頂きますよう、お願い致します。
また、この回路は回路素子の保護が十分でない可能性がありますが、それについては採用者の側で十分な吟味と対策をお願いします。
以上
☆．追加論としてトランスの巻線方法について記載しました。
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